USAFA – DC/DC 降圧コンバータ設計ラボ

パワーエレクトロニクス教育のためのMoku:Go

2022 年 5 月 26 日

DC/DC降圧コンバータの設計と測定

1 はじめに

DC-DC 電力コンバータは、現在実装されている最も一般的な電子システムの 1 つです。この種のサブシステムは、携帯電話の充電器から旅客機の電源に至るまで、あらゆるものでよく見られます。さまざまな電気サブシステムの品質を迅速にデバッグして評価できることは、電気エンジニアにとって非常に重要なスキルです。米国空軍は、当社のシステムの多くがさまざまなパワーエレクトロニクスサブシステムを採用しているため、電力変換のアプリケーションに特に関心を持っています。

A 降圧コンバータスイッチング降圧コンバータの一種であり、入力電源 (電源) からの電圧を出力 (負荷) の適切なレベルに効率的に下げるために一般的に使用されるサブシステムです。バックコンバータは、トランジスタがスイッチとして機能し、回路の電源側を負荷に絶縁または接続するために使用されるスイッチングコンバータの一種です。降圧コンバータの主な利点は、電圧変換の効率です。通常、適切に設計された降圧コンバータでは 90% 以上の効率が期待できます。

試験: このラボの目的は次のとおりです。

降圧コンバータの背後にある基本理論を紹介します
個々のコンポーネントのサイジングに関する考慮事項を特定する
実際の実装に向けた分析および測定手法をデモンストレーションする

この記事のラボ部分は、Liquid Instruments の Moku:Go に基づいています。この実験室には、さまざまなオシロスコープ、DC 電源、および関数発生器があれば十分です。 Moku:Go は、この実験室に必要なすべてのテスト機器が 1 台のデバイスに含まれているため、この実験室での実験に選択されました。

この取り組みの全体的な目標は、単独の演習として、または詳細な理論と組み合わせて実施できる、一連の包括的な実験室実験の開発を開始することでした。目的は、学生にさまざまな重要な概念に触れ、同時に実際の応用を探求できるようにすることです。このラボは、理論と必要な計算をざっと理解できるようにすることを目的としていますが、ほとんどの電気工学の教科書で一般的に見られる必要な導出をすべて提供するわけではありません。この戦略は、ラボがより高度な理論的議論と容易に結びつく可能性があることを認識し、専門知識の幅広いレベルの学生にとってより親しみやすいラボを提供するために選択されました。

2 材料

このチュートリアルの実験部分を完全に実行するには、次の部品表が必要です。

2.1 試験装置

1x モク:ゴー OR
- 1 kHz PWM 信号を生成できる関数発生器 x 50
- 1x オシロスコープ
- 1 V および 12 mA 対応の電源 x 150
以下に説明するプロトボードまたはモジュール式プリント基板 (PCB) 設計 1 枚

2.2 電子部品

1x 470 µH インダクタ (652-2100LL-471-H-RC または類似品)
1x P チャネル MOSFET (IRF9Z24NPBF または類似品)
1x N チャネルトランジスタ (2N3903 または類似品)
1x 1000 3 ワット抵抗器 (W3M1000J または同等のもの)
4x 1 kΩ XNUMX/XNUMX ワット抵抗器
1x 330 Ω XNUMX/XNUMX ワット抵抗器
2x 100 µF コンデンサ (80-ESK107M050AG3AA または類似品)
1x ショットキーダイオード (MBR745G または類似品)

3 理論

スイッチングコンバータは、入力 DC 電圧を異なる出力 DC 電圧に変換するために使用される効率的な回路です。この実験室では、理論的には DC 入力電圧を入力よりも低い任意の出力レベルに降下させるように設計された降圧コンバータを具体的に検討します。実際には、さまざまな電気部品の損失により、最大出力は入力電圧よりわずかに低くなります。今後のラボでは、 昇圧コンバータ これにより、入力よりも大きな出力が可能になります。

3.1 基本的なスイッチングコンバータ

図 1 の基本的なスイッチングコンバータは、パルス幅変調 (PWM) 入力信号を使用して、スイッチとして機能するトランジスタを駆動します。負荷の両端の電圧は V の間で切り替わります。_s PWM 信号が High の場合は 0 V、PWM 信号が Low の場合は XNUMX V になります。このことから、負荷両端の平均電圧は、PWM 入力信号のデューティサイクルの増減に応じて増加することが非常に直感的に理解できるはずです。

図 1: 基本的なスイッチングコンバータ

この回路へのデューティサイクル (D) のパルス入力の場合、図 2 に示すようなパルス出力が得られます。この理想的なシンプルな回路設計では、パルス出力デューティサイクルは入力 PWM デューティサイクルと正確に一致します。

図 2: 出力電圧 (V₀) スイッチ入力デューティサイクルの関数として

図 1 と 2 から、負荷の平均電圧は次のように表されると推測できます。

平均出力はデューティサイクルと直接相関します。多くのアプリケーションでは、純粋な DC 出力が望まれます。

3.2 理想的な降圧コンバータ

負荷で純粋な DC 出力を生成するには、図 3 に示すように、基本的なスイッチングコンバータにローパスフィルタを適用できます。理想的なローパスフィルタを生成できれば、V 両端で測定される出力は自然に次のようになります。 V_s (D) 上記の通り。ただし、理想的なローパスフィルターを作成できないことはわかっているため、次の理論では、主に負荷と PWM 入力周波数に基づいてインダクタとコンデンサのサイジングに関する考慮事項を導入します。

図 3: 基本的な DC/DC 降圧コンバータ

以下の分析では、図 3 のダイオードが常に順方向バイアスのままであると仮定しています。したがって、インダクタ電流が正、つまり正の状態を維持することを確認する必要があります。 連続電流 運用地域。 PWM 入力信号の各周期中にインダクタ電流がゼロに戻ることが許可されている場合、インダクタは次のように動作します。 不連続電流 この領域では、次の分析が破綻します。基本的には 不連続電流 この領域では、PWM 入力間に密接な相関関係が見られなくなります。 PW および負荷の出力電圧 V₀。インダクタのサイズを適切に設定するには、次の式を使用できます。

コラボレー f は PWM 入力周波数、P_ラットはコンバータの最大電力定格であり、 k は、設計対象の最大出力と最小出力の比率です。この式は、インダクタ L の最小値を見つけるのに役立ちます。_分私たちが保持していることを考えると f 絶え間ない。多くの負荷がさまざまな電力を消費する可能性があることを考慮すると、L_分チューニングによってサイズを調整する必要があります k および f。通常、次のように設計します。 k は 3 ～ 10 であり、多くのパワーエレクトロニクスアプリケーションはこのままになります。 f 約50kHz以下。ただし、現時点ではスイッチング周波数が 100 kHz の範囲にあることも珍しくありません。さまざまなアプリケーションに単一のコンバータが必要な場合は、方程式 3 の各パラメータのバランスを考慮する必要があります。図 3 のコンデンサは、負荷両端のリップル電圧を制御します。リップル電圧は、PWM 入力がそれぞれオンとオフに切り替わるときのコンデンサの一定の充電と放電によって引き起こされる、負荷にかかる電圧のわずかな変動です。リップル電圧の許容レベルは、降圧コンバータの設計で計画する必要があるもう 4 つの設計上の考慮事項です。必要なリップル電圧の最大レベルがわかっている場合、式 XNUMX により最小静電容量レベルを計算できます (ΔV_0-pp)

3.3 構成例

次の構成があると仮定します。

V_s = 12 V
R_L = 100オーム
f = 50kHz
P_マックス = 1.44W
P_分 = 0.36W
リップル電圧 <= 3 mV

連続電流を 6 V まで維持できることを保証したい場合は、D を 50% と仮定できます。実際には、D は個々のコンポーネントのサイズに基づいてわずかに異なる場合がありますが、50% が適切な開始点です。

必要なインダクタンスをさらに低減したい場合は、トランジスタの最大スイッチング周波数まで PWM 周波数を増加できることに注意してください。たとえば、470 µH のインダクタが利用可能であることがわかっている場合は、上記のシナリオを機能させるために必要なスイッチング周波数を見つけることができます。この後続のケースでは、負荷両端の電圧を 53.191 V に降下させながら連続電流を確保するには、6 kHz のスイッチング周波数が必要になります。

これで、出力での必要なリップル電圧を考慮してコンデンサのサイズを決定できるようになりました。

3.4 スイッチの設計

図 3 の回路の左半分は、現実を過度に単純化したものです。入力におけるさまざまな電圧レベル、および PWM 入力と電源電圧の間の異なるレベルを適切に考慮するには、複雑さの増加が保証されます。

図 4: フル DC-DC 降圧コンバータ

図 4 からわかるように、回路の右半分は上の図 3 と同じです。ただし、回路の左側には、コンポーネントに損傷を与えることなく外部入力が適切にスイッチングを可能にするために必要なロジックが組み込まれています。このスイッチ設計は、ほとんどのスイッチングタイプの DC/DC コンバータに有効です。基本的に、P チャネル MOSFET を使用してハイサイドスイッチを作成しました。 NPN トランジスタを使用して MOSFET に必要なゲート入力を提供し、PWM 入力でトランジスタのゲートを駆動します。この PWM 入力は、50 kHz 付近の周波数に対応できるほとんどの関数発生器から取得できます。次のセクションでは、設計を評価し、上記の予測をテストします。

4 シミュレーション

上記の図 4 を使用して、Multisim と LT Spice の両方を使用して、上記の設計の有効性をシミュレーションおよびテストします。最終的な目標は、実装前に理論に基づいた予測をシミュレーションでテストすることです。さらに、この設計の予測効率も調査します。スイッチング型コンバータの使用に重点を置くと、通常の目標は、設計範囲内で 90% 近くまたはそれ以上の効率を達成することです。ただし、コンポーネントの設計の限界に近づくにつれて、シミュレーションと実際の両方で設計の効率が失われることが予想されます。さらに、設計に基づいて、スイッチング周波数の増加により、スイッチングサイクルごとに P チャネル MOSFET に高電圧と高電流の両方が流れる期間が発生するため、効率が低下すると予想されます。この遷移の継続時間は、周波数が増加しても変わりません。ただし、P チャネル MOSFET 内のこの移行期間の時間の合計比率は、スイッチング周波数が増加すると自然に増加します。高いスイッチング周波数を使用する主な理由は、必要なインダクタンス値 L1 を減らすためであったことを思い出してください。

設計の効率を見積もるために、単に負荷全体の電力を測定し、それを電源からの電力と比較しました。 MultiSim を使用すると、回路内の両方のポイントを非常に簡単にプローブすることができました。実際には、比較のために各ポイントの電流と電圧を測定する必要があります。

4.1 効率

図 5: 100% デューティサイクルでのシミュレーション

次の結果は、デューティサイクルに 100% から 10% までのさまざまな値を指定することによって得られました。主な観察結果は、以下に示すように、降圧コンバータの設計により、デューティサイクルが減少するにつれて効率が低下するということでした。

表 1: シミュレーション結果

4.2 実験計画の目標

前の表で確立されたベースライン結果を踏まえて、この取り組みの目標は、学生がコンポーネント関係のベースライン知識に基づいてさまざまな仮説をテストできるようにする構成可能なプリント基板 (PCB) を設計することでした。たとえば、テストすべきいくつかの興味深い仮説は次のとおりです。

スイッチング周波数と観測効率の関係
インダクタンスとスイッチング周波数の関係
静電容量とリップル電圧の関係

上で示したような迅速な調査に対応するために、主要なコンポーネント L2、CXNUMX、CXNUMX および負荷値をすべて簡単に変更できる構成可能な PCB が必要です。さらに、さまざまな技術を使用してフィードバックを提供し、デューティサイクルまたは PWM 信号のソースを制御できるようにしたいと考えました。

4.3 構成可能な DC-DC 降圧コンバータ PCB

記載された設計目標を検討できるモジュラー回路を実現するために、図 4 の回路が次の PCB に設計されました。注目すべきは、その目標は、商用グレードの DC-DC 降圧コンバータではなく、単純な実験補助装置を実現することでした。コンデンサ、インダクタ、負荷を基板に永久的に固定するのではなく、単純な端子台が使用されました。この設計は基本的なプロトタイピングボード上に簡単に構築できますが、学生にプロトタイプを構築させるのにかかる時間よりも重要なコンセプトをより迅速に検討できるように、構成可能な PCB を設計することにしました。プロトタイプの作成には価値がありますが、それはこの実験室での実験の目的ではありません。

図 6: 構成可能な降圧コンバータ PCB

図 7 の丸で囲まれた領域は、図 1 の C2、C1、L4、および負荷の値を変更するために使用できる端子台を強調表示しています。

図 7: 構成可能な降圧コンバータ PCB – カスタマイズ可能なコンポーネント

図 8 の丸で囲んだ領域は、PWM 信号をコントローラーに提供できる場所を示しています。ほとんどの状況では、PWM 入力は左下の丸で囲まれた領域に接続されます。ただし、TL-5001 PWM コントローラのようなチップを使用している場合は、中央の丸で囲まれた端子ブロックに入力を提供する必要があります。中央の端子ブロックを使用すると、NPN トランジスタがバイパスされ、信号が P チャネル MOSFET に直接提供されます。さらに、中央の端子台を使用すると、P チャネル MOSFET のゲートと NPN トランジスタのコレクタの間に追加の抵抗を接続できます。

図 8: 完全に構築された構成可能な降圧コンバータ

図 9 で丸で囲んだ端子ブロックは、負荷と並列に分圧器の出力を提供します。この分圧器は、さまざまな異なる電圧レベルを提供するようにカスタム構成してフィードバックループを組み込むことができ、負荷全体のデューティサイクルと出力電圧を動的に制御できます。

図 9: 構成可能な降圧コンバータ PCB – フィードバック制御用の分圧器

図 10 は、図 4 の設計に従って完全に構成された DC-DC 降圧コンバータ PCB を示しています。

図 10: 構成可能な降圧コンバータ PCB

5 実験結果

5.1 シミュレーション効率との比較

このセクションでは、降圧コンバータのパフォーマンスをシミュレーション結果と比較します。以下の表 2 にあるように、シミュレーションから予想されたように効率は低下しましたが、全体的な傾向と規模は同様です。さらに、負荷両端の電圧はシミュレーションとほぼ一致しました (各デューティサイクルで 0.2 V 以内)。明らかに、実際のコンポーネントでは多少の変動が予想されますが、以下の結果は、降圧コンバータが意図したとおりに動作していることをある程度の基本的な保証を提供するものであり、詳細な調査の前に常に優れた第一歩となります。

表 2: シミュレーション結果

5.2 P チャネル MOSFET のゲート・ソース電圧

この基本的な比較を行った後、追加の測定を行って、選択したコンポーネントの機能領域を観察できるようになります。興味深い測定の 1 つは、P チャネル MOSFET のゲート・ソース間電圧をテストして、コンポーネントのデータシートに指定されている最大値を下回っていることを確認することです。データシートによれば、V_{GS、マックス} = ±20V。オシロスコープの演算チャネルと 11 つの入力チャネルを使用すると、図 XNUMX に示すように、ゲートとソースの両方の電圧を測定できます。以下でわかるように、オーバーシュートがあっても、コンポーネントの制限に近づくことはありません。。

図 11: 12 V のソース入力を備えた VGS

図 11 では、P チャネル MOSFET のゲート電圧をチャネル A にプロットし、P チャネル MOSFET のソース電圧をチャネル B にプロットします。次に、演算チャネルを使用して V を求めます。_GS。オーバーシュートがあっても、コンポーネントの限界に近づくことはありません。ただし、図 16 に示すように降圧コンバータへの入力電源電圧を 13 V に増加すると、オーバーシュートは -18.62 V で測定されます。したがって、約 17 V を超えると FET のゲートが損傷する危険性があります。

図 12: V_GS 16 V のソース入力付き

オシロスコープの入力プローブを動かさずに、別の興味深い測定を行うことができます。 PWM 信号が High になってから、P チャネル MOSFET のゲート電圧がゼロに落ち着くまでの時間を測定できます。一番左のカーソルを基準に設定すると、この時間が 1.5 μs であることがわかります。このような測定により、選択したコンポーネントを考慮したスイッチング周波数の上限をサポートできます。

図 13: 遷移時間

5.3 追加の測定と実験/今後の実験

これまでに実証された測定は、このボードで実行できる探索タイプのほんの一部にすぎません。明らかに、コンポーネントの値を変更してさまざまな仮説をテストできます。さらに、フィードバックループを作成し、生徒に定電圧出力を維持する PID コントローラーを設計させることもできます。

6 まとめ

Moku:Go のようなオールインワンの計測システムは、専用の研究室を拡張するための柔軟なソリューションを提供し、多くの場合、学生にデモをより多くの繰り返しと頻度で提供するための柔軟性を高めることができます。上で説明したようなカスタマイズされた実験と組み合わせることで、現在多くの学生が電気工学およびコンピュータ工学を学ぶことを選択することを妨げている特定の障壁を打ち破る機会が得られるかもしれません。